Как буферизовать выход операционного усилителя для получения более высокого тока, часть 4

Добавлено 29 октября 2019 в 04:22

Если для выходного буфера операционного усилителя вместо биполярного транзистора вы решили выбрать MOSFET транзистор, то вам необходимо учесть взаимосвязь между емкостью затвора и неустойчивостью усилителя.

Вспомогательная информация

Вопрос устойчивости

В предыдущей статье мы увидели, что в стандартных схемах буферизации выходного тока операционного усилителя вместо биполярного транзистора можно использовать MOSFET. Одним значительным преимуществом реализаций с MOSFET транзисторами является незначительный ток, требуемый от выходного каскада операционного усилителя – ток стока MOSFET транзистора управляется в основном напряжением затвор-исток, а не током, протекающим через затвор, к тому же через затвор могут протекать только небольшие (в нашем контексте, незначительные) токи утечки, потому что он изолирован от остальной части полевого транзистора. Таким образом, вы можете формировать очень большие токи нагрузки даже с очень маленьким операционным усилителем. Однако изолированный затвор MOSFET транзистора дает и пользу, и проблемы. Этот изолированный затвор означает наличие емкости, а если у вас к выходу операционного усилителя подключена слишком большая емкость, это приведет к серьезным проблемам со схемой.

На самом деле, всё немного сложнее, чем описанное выше. Как вы, возможно, знаете, операционные усилители имеют ограниченные способности в безопасном управлении емкостными нагрузками. Проблема заключается в устойчивости (стабильности): выходное сопротивление операционного усилителя в сочетании с емкостью нагрузки создает полюс, который добавляет в передаточную функцию петлевого усиления дополнительный сдвиг фазы на 90°. Этот дополнительный сдвиг фазы может привести к большому «звону» или даже к возбуждению колебаний. (Серия статей об отрицательной обратной связи, а именно, части с 4 по 10, содержит большое количество информации об устойчивости; неустойчивость, вызванная емкостной нагрузкой, обсуждается в части 9.) Вы можете посмотреть техническое описание операционного усилителя, чтобы понять, насколько большая допускается емкость нагрузки для безопасного управления конкретным устройством; однако эта информация не имеет прямого отношения к нашей схеме буферизации выходного тока, поскольку емкость затвора MOSFET транзистора не подключена между выходным выводом операционного усилителя и землей. Часть емкости (а именно, емкость затвор-исток) соединена с землей через сопротивление нагрузки, и мы увидим, что это последовательное сопротивление влияет на устойчивость схемы.

Заряд или емкость?

Возможно, вы заметили, что технические описания MOSFET транзисторов сообщают о «заряде затвора» более заметно, чем о входной емкости. Это также относится и к LTspice, который отображает только три параметра, когда вы открываете окно выбора нового NMOS или PMOS устройства; одним из этих параметров является заряд затвора, а емкость не упоминается совсем. Производители фокусируются на заряде затвора, потому что это лучший параметр для расчета и сравнения скоростей переключения:

\[\text{время, необходимое для открывания MOSFET транзистора} =\frac{\text{заряд затвора}}{\text{ток заряда}}\]

Для удобства я буду ссылаться на заряд затвора, когда мне нужно выразить входную емкость устройства относительно емкости другого MOSFET транзистора. Для наших целей достаточно понять, что больший заряд затвора соответствует большей емкости нагрузки. Нам на самом деле не очень нужна фактическая величина емкости, потому что мы не будем пытаться аналитически предсказать запас по фазе или процент перерегулирования (величину выбросов). На самом деле, это подводит меня к следующему пункту. Полное разоблачение: сложность этой схемы (вольт-амперные характеристики MOSFET транзистора, различные паразитные емкости, выходное сопротивление операционного усилителя, влияние величины сопротивления нагрузки) превышает мою способность точно понимать и объяснять, что происходит в контексте устойчивости. С уверенностью могу сказать, что большая емкость затвора может сделать схему менее устойчивой, поэтому будьте осторожны. Также можно с уверенностью сказать, что, как правило, более низкое сопротивление нагрузки ведет к большей неустойчивости. Кроме того, я рекомендую вам проводить моделирования и надеяться, что эти моделирования, по крайней мере, в некоторой степени соответствуют реальности.

Отправная точка

Мы исследуем эту тему, рассмотрев несколько показательных графиков переходного процесса. Для получения дополнительной информации об использовании переходной характеристики для оценки устойчивости смотрите статью «Отрицательная обратная связь, часть 10: устойчивость во временной области». Вы также можете выполнить моделирование устойчивости в частотной области, «разорвав петлю»; это обсуждается в части 9 серии про отрицательную обратную связь.

Давайте начнем с базовой (отправной) переходной характеристики, т.е. как будет выглядеть переходной процесс без какого-либо буферного транзистора или емкости нагрузки. Вот схема:

Рисунок 1 Схема для моделирования переходного процесса в LTspice без буферного транзистора или емкости нагрузки
Рисунок 1 – Схема для моделирования переходного процесса в LTspice без буферного транзистора или емкости нагрузки

Резистор нагрузки был выбран исходя из типового максимального выходного тока LT6203, а именно 45 мА; на вход подается импульс 500 мВ, а (500 мВ)/(45 мА) = 11,1 Ом. Вот полученная осциллограмма:

Рисунок 2 Осциллограмма полученного переходного процесса
Рисунок 2 – Осциллограмма полученного переходного процесса

Задержка между входным и выходным сигналами отражает ограничение скорости нарастания операционного усилителя, а умеренное перерегулирование (выброс) согласуется с тем фактом, что LT6203 имеет достаточный запас по фазе при единичном усилении.

Перерегулирование (выбросы), «звон», возбуждение колебаний

Теперь давайте добавим NMOS транзистор FDC2512 (заряд затвора = 8 нКл) и посмотрим, что произойдет.

Рисунок 3 Схема для моделирования переходного процесса в LTspice с буферным транзистором FDC2512
Рисунок 3 – Схема для моделирования переходного процесса в LTspice с буферным транзистором FDC2512
Рисунок 4 Осциллограмма полученного переходного процесса (с буферным транзистором)
Рисунок 4 – Осциллограмма полученного переходного процесса (с буферным транзистором)

Амплитуда выброса увеличилась, и мы можем заметить небольшую колебательную тенденцию. Тем не менее, в этом переходном процессе не о чем беспокоиться. На следующем графике показано влияние снижения сопротивления нагрузки с 12 Ом до 2 Ом.

Рисунок 5 Осциллограмма полученного переходного процесса при уменьшении сопротивления нагрузки до 2 Ом
Рисунок 5 – Осциллограмма полученного переходного процесса при уменьшении сопротивления нагрузки до 2 Ом

При более низком сопротивлении нагрузки мы наблюдаем некоторое дополнительное колебательное поведение, но амплитуда выброса (около 60 мВ или 12%) указывает на то, что схема все еще достаточно устойчива (перерегулирование на 12% соответствует запасу по фазе около 57°).

Теперь давайте заменим полевой транзистор на другой, с большей емкостью затвора. Следующий график включает результаты для FDS5680, у которого заряд затвора равен 30 нКл, по сравнению с 8 нКл у FDC2512. Сопротивление нагрузки для обеих цепей на полевых транзисторах составляет 2 Ом.

Рисунок 6 Сравнение осциллограмм переходных процессов при замене MOSFET транзистора на другой, имеющий большую емкость затвора (заряд затвора 30 нКл)
Рисунок 6 – Сравнение осциллограмм переходных процессов при замене MOSFET транзистора на другой, имеющий большую емкость затвора (заряд затвора 30 нКл)

Очевидно, у нас тут проблемы. Амплитуда выброса увеличилась примерно до 60%, что означает, что запас по фазе составляет около 15° – даже не близко к 45°, необходимым для достаточной устойчивости. Чтобы мы могли оценить силу колебаний, генерируемых щедрой дозой емкости нагрузки, вот результаты для транзистора FDB8030L (заряд затвора = 120 нКл):

Рисунок 7 Сравнение осциллограмм переходных процессов при замене MOSFET транзистора на другой, имеющий большую емкость затвора (заряд затвора 120 нКл)
Рисунок 7 – Сравнение осциллограмм переходных процессов при замене MOSFET транзистора на другой, имеющий большую емкость затвора (заряд затвора 120 нКл)

У биполярных транзисторов тоже есть емкость

Вышеприведенная демонстрация не означает, что полевые транзисторы повсеместно хуже биполярных транзисторов в контексте неустойчивости, вызванной вводимой емкостью нагрузки. Я признаю, что не одобряю MOSFET транзисторы, когда дело доходит до буферизации выходного тока операционного усилителя, и не только потому, что в биполярных транзисторах есть что-то приятно старомодное. Дело в том, что мне больше не хочется беспокоиться об устойчивости, и поэтому я предпочитаю избегать емкости затвора MOSFET транзисторов. Тем не менее, приведенные выше результаты для транзистора FDC2512 (заряд затвора = 8 нКл) показывают, что вы можете поддерживать адекватную устойчивость, выбирая подходящую модель транзистора (особенно учитывая, что сильноточные полевые транзисторы доступны с зарядом затвора значительно ниже 8 нКл). Кроме того, биполярные транзисторы вносят свою собственную емкостную нагрузку в виде емкости pn-перехода. Взгляните на следующий график, на котором показаны результаты для полевого транзистора FDC2512 и биполярного транзистора 2SCR293P (оба с Rнагр = 2 Ом).

Рисунок 8 Сравнение осциллограмм переходных процессов для схем с полевым и биполярным транзисторами
Рисунок 8 – Сравнение осциллограмм переходных процессов для схем с полевым и биполярным транзисторами

Мы можем видеть, что влияние биполярного транзистора на устойчивость отнюдь не незначительно; фактически, выброс (перерегулирование) на графике для биполярного транзистора немного хуже, чем на графике для полевого транзистора.

Заключение

И MOSFET транзисторы, и биполярные транзисторы вносят вклад в емкость нагрузки, что может ухудшить устойчивость схемы на операционном усилителе с отрицательной обратной связью. Но вы должны быть особенно осторожны с емкостью затвора MOSFET транзисторов, которая, как правило, выше, чем входная емкость биполярных транзисторов и которая значительно варьируется между моделями транзисторов. Сначала я думал, что добавление некоторого последовательного сопротивления между выходом операционного усилителя и затвором полевого транзистора уменьшит проблемы с устойчивостью, но результаты моделирования показали, что этот подход не эффективен (на самом деле последовательное сопротивление ухудшило колебания). Моя рекомендация состоит в том, чтобы искать компоненты с низким зарядом затвора, а затем использовать моделирование, чтобы гарантировать, что полученная комбинация операционного усилителя и MOSFET транзистора поддерживает адекватную устойчивость.

Теги

LTspiceMOSFET / МОП транзисторЗапас по фазеЗаряд затвораМоделированиеОперационный усилительОУПереходная характеристикаПереходной процессУсилитель с высоким выходным токомУстойчивость

На сайте работает сервис комментирования DISQUS, который позволяет вам оставлять комментарии на множестве сайтов, имея лишь один аккаунт на Disqus.com.

В случае комментирования в качестве гостя (без регистрации на disqus.com) для публикации комментария требуется время на премодерацию.